源极跟随器 ( 源随器 )
1, 基本概念
到目前为止，只讨论过放大器，还有两个功能可以通过单晶体管来实现：它们一个是源极跟随器 ( Source-follower )，另一个是电流缓冲器 ( Current Buffer) 。当然，我们仍然可以使用晶体管作为开关。
图 1 给出了所有单晶体管电路结构的概述：第一个是放大器，也被称为共源电路，它通过跨导gm将输入电压转换为输出电流。偏压是通过在输入端处的电压源VB，即VGS来完成的。
另外两个分别被称为源极跟随器和电流缓冲器，它们有相同的偏置设置，两者都被直流电流源IB偏置。然后，他们的VGS会调整自己，使电流可以有效地流动。
在源极跟随器中，小信号输入电压被施加在栅极处，输出在源的位置上。由于电流源保持电流恒定不变，因此VGS也保持恒定，结果是在输入处的任何小信号变化都将在输出处产生相等的小信号，因此电压增益是一, 这就是为什么源极跟随器也被称为电压缓冲器。作为一个缓冲器，因为它的输入电阻是无穷，但它的输出电阻只有1/gm。这个结构现在被用于准确地将电压从高阻抗传输到较低的阻抗。这是麦克风放大器、生物前置放大器等所必需的，它们的内部阻抗可达数百个兆欧。
图 1 单个晶体管组成的三种基本电路
下图中概述了一个n型场效应管源随器。请注意，首先我们将衬底接触连接到源极。这只有在p-阱CMOS技术中才能实现。在一种更流行的n-阱 CMOS技术中，我们必须选择一个pMOS源随器。否则，我们无法将衬底接触连接到源极。
对于直流电流源IB，从当前表达式中很容易找到所得到的VGS。直流输出电压现在是直流栅电压 VB减去这个VGS值。我们可以为最大可能的输出摆动尝试优化VB的这个值。通常，源随器只需要处理小信号。然而，当在功率放大器的输出阶段使用时，优化输出摆动是一个明确的要求，如后续关于AB类放大器的解释。
很明显，只要VGS是恒定的，输出就会跟随小信号的输入，因此增益是一。此外，场效应管被其小信号模型所取代，很容易表明输出电阻为1/gm。我们通常可以忽略1 / gm的rDS，显然这取决于VGS−VT的值和沟道长度L。
图 2 衬底连接到源极的p-阱源随器
在n-阱 CMOS工艺的n型场效应管源随器中，衬底永远无法连接到源极。结果，场效应管具有VBS电压，其实际上就是输出电压VOUT。因此，VGS不再是恒定的。它接收到一个小信号的贡献，因而不是为零。
如果我们使用作为VBS 函数的VT 表达式（在下图中所示），我们就得到了一个VOUT与 VIN的非线性表达式。参数 r显示，它表示体效应或寄生结型管 ( JFET)。
取VOUT与VIN的导数可以得到小信号增益。令人惊讶的是，这个增益非常简单，只有1/n。因为n是一个相当不可预测的值，所以增益也是如此。它肯定比一要小，大约在0.6到0.8之间。输出阻抗有点小，因为它现在是1/gm 和1/gmB 的并联。这清楚地表明，在输出中，我们看到场效应管和寄生结型管 JFET并联。
图 3 衬底没连到源极的n-阱源随器
2, 源随器的非线性
VOUT与VIN的表达的非线性在转移特征中明显可见。
如果衬底可以连接到源极（r=0），那么特征曲线的斜率为一，源随器有一个单位增益一。但是，如果衬底连接到地（r >0），那么曲线显然是非常非线性的。然后就产生了严重的失真。此外，目前还不清楚增益是什么，因为斜率取决于直流偏置电压。
最好不要轻易使用这个结构。在n-阱CMOS工艺中，只能使用p 场效应管源随器，前提是它们的衬底连接到源极。
图 4 源随器的非线性
3, 双极晶体管构成的发射极跟随器 ( 射随器 )
源随器是理想的缓冲器，因为它可以将输入电压（如果衬底连接到源极）从输入端的无限阻抗无衰减的转换为仅至输出的1 / gm。
对于其双极等效物（发射极跟随器），情况并非如此。 双极晶体管具有基极电流，因此它具有有限的输入电阻（rπ）。这在输出电阻的表达式中引起一个附加项。该项是在输入端看到的所有电阻的总和，除以 β+ 1或简单地为 β。双极晶体管仅在输入和输出之间提供有限的隔离量，约为 β。 β越高，隔离越好。具有无限大 β 值的场效应管提供了无限的隔离。
输入电阻也是如此，作为场效应管源随器，它永远不能是无限的，它是在发射极处看到的电阻再乘以β。但这对于某些前置放大器（麦克风等）而言是不够的。这就是为什么很多发射极跟随器级联的原因。
图 5 射随器
4, 电容负载的源随器
在较高的频率下，源极跟随器会失去其缓冲能力。此外，它可以显示出峰值。
实际上，在小信号模型中包括所有三个晶体管电容，得出的增益表达式非常复杂。探索这一点的最佳方法是绘制零极点位置图， 使用一个特定参数作为变量。在这里选择跨导，因为它直接取决于电流，而电流代表功耗。 可以从分母的根中提取出两个极点，还存在一个零。
在中间，出现阴影线区域，fd 和 fnd的线在此处交叉。在这个区域，极点很复杂，它们导致波德图达到峰值。 显然，对于这种源极跟随器而言，实际上存在一个很小的最佳电流。对于非常小的电流，fd（或带宽）太小，并且会随电流而增加。 对于较大的电流，会形成复杂的极点，对于更大的电流，带宽将不再增加。因此，最佳位置在复数极区域的最低点。让我们找到相应的电流。
图 6 电容负载的源随器
穿过复数极区域中间的跨导值用gmr 表示，在下图中给出。 它取决于源电阻和从栅极到地的电容 CDG。 在栅极上增加电容可以使我们减少跨导或电流，该处的峰是最差的。
该区域的宽度由 ∆gmr 给出。 可以通过确实增加栅极处的电容 CDG来使其变小。 这就是所谓的 “补偿源极跟随器”。 实际发生的情况是在源极跟随器之前添加了一个低通滤波器，从而避免了复数极的出现。
然后，阴影区域底部 gmr的实际值就是简单地gmr 除以 ∆gmr的平方根。 另一个兴趣点是非主导极点与零（蓝色）的交叉点。 在这一点上，我们获得了纯一阶滚降，尽管具有较低的主导极点。 相应的跨导用gmr 表示， 它仅取决于源电阻。
图 7 电感负载的源随器
5，源随器的输出阻抗
源极跟随器的输出阻抗对于特定的电流也显示了复极区域。 的确，以跨导为参数的输出阻抗的零极点位置图表明，在gmr附近，出现了复极点，从而导致了波德 ( Bode) 图中的峰值。因此，应避免与此 gmr对应的电流。
然而，会出现另一种峰值。实际上，零出现在比两个极点都低的频率上，结果对于大电流，输出阻抗在其下降之前先上升，因此它是电感性的。
通过调整电流实现gmu可以获得完美的一阶特性。 这是零抵消第一个极点的跨导， 结果是小电流下的宽带源极跟随器， 输出阻抗在高频下具有电阻性，等于 1/gmu。
该gmu值主要取决于源电阻。对于小电阻，电流可能会变得过大，在这种情况下，可以完全省略源随器。
图 8 源随器的输出阻抗
两种峰值在发射极跟随器中更为明显。实际上，以跨导为参数的输出阻抗的零极点位置图显示了在gmr附近再次出现复极点，从而在Bode 图中导致严重的峰值。应避免与此 gmr对应的电流。
同样，零出现在比两个极点更低的频率上。结果，对于大电流，输出阻抗会先上升，然后才趋于稳定，然后下降，呈现出明显的电感性！
通过调节电流以实现 gmu，可以再次获得理想的一阶特性。这是零点抵消了第一个极点的跨导。小电流时的宽带源跟随器会产生一个输出阻抗，该阻抗在高频下具有电阻性，其值为1 / gmu。
特别是对于双极型晶体管发射极跟随器，在RF 电路中具有纯电阻输出阻抗直至高频的缓冲器具有附加价值，例如，可连接到50 Ω 的传输线。
该gmu 值主要取决于源电阻。对于小电阻，电流可能会变得过大。
图 9 射随器的输出阻抗
6，源随器作有源电感
当需要电感时，源极和发射极跟随器的感性输出阻抗都可以使用。 它们已用于振荡器，但也为放大器增加了一些峰值，以补偿由于晶体管电容而引起的早期衰减。
以最简单的形式，这种输出电感可以由具有大的源电阻RS的源跟随器获得，并以大直流电流IB 偏置。 下图中给出该电感的值。
只有在fT /（gmRS）和 fT本身之间的频率，输出阻抗才是电感性的。 但是，该电感的品质因数很低，因为其串联电阻是RS本身。
在低频时，输出电阻显然为1 / gm。 对于较高的频率，电容CGS 起短路作用，结果输出电阻逐渐变为RS。 当RS较大超过1 / gm时，输出阻抗必然因此上升，这将导致输出阻抗为感性的。 显然，如果RS等于1 / gm，则输出阻抗将在非常高的频率下具有电阻性。 由于RS远远大于1 / gm，因此输出阻抗是电感性的。
图 10 源随器作有源电感
许多其他电路也可以实现这种高值的源电阻RS， 就像下图中间的电路一样，可以采用二极管连接的场效应管。 这样，源电阻的值将为RS = 1 / gmp。
首选电路是下图右侧那个：这是一个反馈电路，其中，p场效应管的漏极通过n型场效应管源随器短路至其栅极。 结果，源电阻RS仍然等于1 / gmp。
后一个电路的优点是跨接的电压降低于中间电路的电压降， 只是VDSn。 对于电源电压略高于 1 V的深亚微米CMOS电路，这显然很重要。
图 11 源随器作有源电感2
下图显示了宽带（差分）放大器的一个很好的例子，从输出端子到地的电容会导致带宽减小。 在顶部双极晶体管T2的基极中增加电阻，使它们的输出阻抗为电感性的，值为L，结果峰值出现，从而增加了带宽。 因此，可以通过那些基极电阻来调整使带宽增加。
增益本身可以简单地由两个跨导之比给出。 它的值很低，这对宽带放大器是很典型的，例如， 用于光接收器的跨阻抗输入放大器。
图 12 浮动电感并联电容