9, 宽带放大器
可以使用一个电阻作为该放大器的负载，然而在这种情况下，增益非常低，大约在 3到5之间，这取决于电源电压。
合适的电阻并不总是可以找到的。在数字CMOS工艺中，无法提供相对很大的电阻值，这就是为什么许多使用场效应管作为负载的电路原理图已经被提出，下图是其中一个。
它使用一个n型场效应管连接作为一个二极管，因此它的小信号电阻为1/gm2。增益是跨导率之比，它很小，但相当准确，因为它主要是由晶体管大小之比决定的。它的主要优点是不使用p型场效应管。这个放大器可以实现高带宽，同样是因为输出阻抗很小！
其主要缺点是直流输出电压通过VGS2连接到电源线上。由于晶体管M2的体效应，该直流输出电压定义不明确，下一级的偏置可能会受到此影响。
图 1 宽带放大器
以下图片显示了偏置的更好解决方案：有一个直流输入电压，可以产生一个相等的直流输出电压。在这种情况下，电流分流在两个晶体管上，增益由晶体管尺寸比或VGS−VT比准确地给出。
额外的优点是，电路可以很容易地与更多类似的结构串联，因为增益很小，这可能是需要的。两晶体管比值为25的增益只有5。为了获得更大的增益，这样的结构需要共源共栅。
由于所有衬底接触都接地，晶体管体效应不再发生作用。同样，只有n 型场效应管用于更高的频率上。
这个放大器解决方案的主要缺点是电流消耗，是前一个电路的两倍。然而，它经常被用作在光接收器上的宽带放大器。
图 2 线性宽带放大器
现在问题出现了，哪个放大器会更好，第一个或第二个？它们具有相同的电流，但显然现在晶体管M2与M1并行，在第二个放大器中，输出电阻更高，增益也更高。由此，带宽将会更小。
让我们仔细探讨下这个放大器。通常，电流源通过另一个晶体管，p型场效应管器件实现，其栅极连接到电压源上，该电压源设置所有的直流电流。此外我们还有两种可能性，如下图所示。
图 3 宽带放大器
10, A类和 AB类放大器
当电流源晶体管M2的栅极连接到直流电源时，第一个放大器具有恒定的直流电流。在低频时，负载电容CL不起作用。在这种情况下，通过晶体管M1和M2的直流电流不随信号电平而变化。根据定义，它是一个A类放大器。如果我们在一起连接和驱动两个门，结果是非常不同的。根据输入信号电平，两个晶体管中的电流变化很大。它是一个AB类的放大器。实际上，该放大器同时用于数字和模拟输入信号。
图 4 A 类和 AB类放大器
事实上，这是一个著名的数字反相器。当输入变高时（从数字0到1），输出变低，反之亦然。在这两种情况下，不存在电流流动。这是该数字反相器的主要优点。它只在进行开关的过程中消耗电源。现在有数百万的该结构可以集成在一个硅芯片上，而没有过度的散热。
作为模拟放大器，输入偏置电压使得输出电压保持在电源电压VDD和地之间的可接受值。然后将小信号输入电压放大（并倒置）到输出。
图 5 CMOS 反相器- 放大器
11, 工作点设置
为了建立实际的传输曲线和晶体管电流，我们需要认识到这两个晶体管始终携带相同的直流电流。事实上没有任何直流电流能通过电容漏掉，对于低频率的交流电流也是如此。
另外还要注意到，VDS的总和是VDD，VGS的总和也是VDD。对于低输入电压，VGSn也低，而VGSp高。在这种情况下，n型场效应管关闭，p型场效应管打开。因此，其IDS−VDS曲线的交叉点是在点1处。实际上，p型场效应管作为一个小的电阻被偏置，并且输出电压与电源电压相同。
增加输入电压将导致交叉点从点1，移动到点2，以此类推，一直移动到点7。在这一点上，p型场效应管关闭，n型场效应管有一个大的VGS，但小的VDS。它在线性区域，因此表现为一个小电阻。输出电压现在为零，晶体管的电流也为零。
当输入电压大约为一半时，晶体管电流流动，输出电压也大约为一半。这是第4点。这是该电路作为一个模拟放大器的正常偏置值。
图 6 n 型场效应管和p 型场效应管的工作点
12, 转移特性
转移特性现在很容易重建，它是输出电压与输入电压的曲线图。对于每个输入电压，输出电压由点1到7找到并添加到绘图中。在下面添加相应的晶体管电流。显然，当输出处于数字的“1”或“0”时 ( 数字电路意义上的 0 或 1 ) ，第1点和第7点中没有电流流动。
电流在中间达到了最大值。此电流用IDSA 表示。模拟放大器总是在这一点上偏置的，这是它的静态电流。
对整个传输特性的精确计算并不是那么容易。它只有在极端的1、4 和7点才很容易。这个精确的计算留给一个电路模拟器来练习，比如Spice 。
我们现在专注于这个放大器，偏置于中间点4。
图 7 转移特性
13, 直流和交流特性
我们首先必须确定精确的偏置，我们通常希望，当输入电压是电源电压的一半时，输出电压也是电源电压的一半。但它不一定是这样的，但这是一个很好的方法，例如，如果几个这样的结构级联。
在这种情况下，两个晶体管都具有相同的VGS，即VDD/2。它们也有相同的电流。这只有在其W/L值与其K’ 值成反比时才可能实现。由于K’n 通常是K’p的两倍大，因此p型场效应管晶体管的W/L值通常是n型场效应管的两倍。
于是可以很容易地得到晶体管电流的表达式，其中VGS被VDD/2取代。
图 8 模拟放大器：直流
为了得到电压增益的表达式，我们需要绘制该放大器的小信号等效电路。注意，电源电压始终为交流接地。还要注意，这两个晶体管都具有相同的小信号模型，甚至具有相同的跨导率。
从这个小信号电路可以清楚地看出，对于小信号操作这两个晶体管实际上都是并联的，对于直流操作或偏置，它们是串联的。它们对小信号输出电流和增益提供了相同的贡献。因此，总跨导是单个晶体管跨导的两倍。
图 9 模拟放大器：交流模型
14, 放大器的增益
为了计算在低频条件下的增益，我们需要知道输出电阻，它是两个输出电阻的并联组合。当两个电阻都相等时，该输出电阻是最高的。这就是为什么通常情况下两个的VEL积都是相同的。总输出电阻为rDS/2，也写为2/gDS。
于是，电压增益仅由总跨导与总输出电阻的乘积给出，即gm/gDS。这可以轻松地重写，如下图所示。
注意，电流并不包括在内，该现象我们在单晶体管放大器中已经发现。这并不奇怪，因为这里有用于小信号操作的两个并联晶体管。
还要注意，当电源电压下降时，电压增益上升。因此，在VGS值约为0.2V时，可以找到最佳电源电压。该电源电压因此为 2(VT+0.2)，对于0.35V的VT，电源电压为1.1V。在深亚微米CMOS中，这确实是一个相当合理的值。
如果电源电压较大，只能得到小的增益值。于是就需要更复杂的电路来提高电压增益。例如可以使用共源共栅，以及增益增强，但也可以使用自举，电流取消和电流缺乏技术。
图 10 模拟放大器：交流增益 Av
我们也可以在增益的表达式中留下输出电阻，这使得它更容易看到相同的输出电阻如何决定输出极或带宽。
此外，该输出电阻在 GBW的计算中下降。单晶体管放大器也是这种情况。然而，GBW 现在是单个晶体管跨导的两倍。因此，这个电路是一个简单的电流重用的案例。
GBW 也是最重要的参数。它表示在任何频率下可以期望有多少电压增益。它取决于电流，尽管跨导为gm。
图 11 模拟放大器：带宽和增益带宽积
15，放大器的极
由于在输出处只有一个大电容，因此很容易确定 BW和 GBW。如果该负载电容较小，则晶体管电容开始起作用。
例如，如果源电阻RS很大，那么显然输入电容2CGS将导致额外的时间常数2RSCGS，从而产生另一个极，这被称为非主导极，或非主极。
如果RS非常大，或者更重要的是，如果RSCGSt 积大于rDSCL，后者的非主导极甚至会成为主导极。这很容易从小信号等效电路中计算出来。在这种情况下，GBW 由 RSCGS的积确定。正如单晶体管放大器的情况一样，GBW现在取决于fT和电阻比。
图 12 模拟放大器：电容 CGS导致的极
也有可能存在米勒效应。例如，如果RS 较大，且增益较大，则2CDGtAv 可能大于2CGS。非主导极于是由时间常数2RSCDGtAv 确定。
如果RS或CDGt非常大，后者的非主导极甚至可以成为主导极。为了看到这一点，我们必须从小信号等效电路中推导出增益的完整表达式。它在下图中给出，它有两个极点和一个零。
主导极是在输出，至少当CDGt 很小时是这样的。展示这一点的最好方法是验证一个以CDGt 作为变量的极零位置图。这只不过是极点和零与参数CDGt 的双对数图。清楚地显示所有断点的位置是渐近的。
主极点频率 fd由输出时间常数决定。对于CDGt 值高于 CL/(gmRS)，米勒效应占主导作用。
非主导极fnd 是在高的频率下，而正零fz 是在更高的频率下出现的。
图 13 模拟放大器：电容 CDG导致的极
如果RS非常大，或者更重要的，如果RSCDGt 乘积大于 1(2πGBW)，米勒效应就占主导作用。这也可以很容易地从小信号等效电路中计算出来，或从增益的表达式中计算出来。
在这种情况下，GBW由RSCDGt 积决定的，就像只有米勒电容的单晶体管放大器的情况一样。实际上，只有反馈元素确定GBW，而不是晶体管参数。
图 14 模拟放大器：其它极
同样的小信号放大器行为如同大输入信号的AB类 ( Class AB ) 放大器，这在驱动更大的负载容时尤其需要。
将输入电压从低切换到高，将导致nMOST 电流 iC1 大大大于静态电流 IDSA。此时，p型场效应管电流 iC2已经变得非常小。负载电容中的电流 iL现在几乎等于nMOST电流 iC1，并且将会很大，很快释放该负载电容的电荷。
然而，这只是最简单的 AB类放大器之一，它有很多缺点。最显著的缺点之一是，电流强烈地取决于电源电压。
图 15 AB类放大器