MOST 和双极振荡器
MOST 振荡器电路
现在我们观察一些完整的振荡器电路。添加的电路可以提供自动增益控制 (AGC，Automatic Gain Control), 但也可以缓冲输出。
下图显示了皮尔斯振荡器的实际案例。晶体管M1是实际的振荡器放大器，电容C1和C2标示在图上，电容Cc是分隔直流电和交流电的耦合电容，输出在晶体的左侧获取。电流由晶体管M2设置，它是下一张图显示的AGC系统的一部分；偏置电阻RB现在由晶体管M6表示，它偏置在零VDS，因此其电阻可以相当高，尽管不准确；这是通过将两个二极管连接到M6的栅极来实现的。M6的源极和漏极均比电源电压低一个VGS。 所得数值表明，为了将功耗限制在最小，所有的电容都很小。
所有的晶体管都在弱反转区工作！
图 1 实际的皮尔斯晶体振荡器
AGC电路现在很容易找到，它称为振幅调节器。晶体左侧的振荡器输出连接到 AGC 电路的 Q1 输入端，并与耦合电容器 C7 串联。 它还连接到输出放大器的 Q1 输入端，朝向一系列反相器。
在振幅调节器中，输入Q1驱动晶体管M3的栅极，M3作为整流器工作。当一个MOST被过度驱动时，其平均电流增加，这是对输入电压振幅的一个测量值。这种简单的整流器之后是由电容C4、C5和晶体管M39组成的低通滤波器，后面的晶体管M39作为一个大电阻工作，因为它的VDS再次为零。 晶体管M5处的电压现在通过使用电阻R7转换为电流，并通过电流镜M6-M2反馈给振荡器晶体管M1。
AGC环路工作原理如下，当没有信号存在时，M5的栅极电压相当低，并向M1发送大电流；当振荡出现时，更多的电流流过M3，从而使M5的栅极增加，结果M3中的电流和M1中的电流也会减小。在平衡状态下，AGC电路保持持续振荡的最小电流，这与点A相对应。
图 2 完整的电路原理图
第三种类型的另一个实用的振荡器显示在下图中，它是一个单管脚振荡器，晶体连接到栅极。在晶体管M1的漏极处测量输出电流，输出级是一个宽带放大器。 AGC放大器显示在输出端的右侧，差分对用作整流器，只有一个电容作为低通滤波器。输出电流现在被送到振荡器晶体管M1；下图添加了所有的数值，方便读者充分探索这个电路。
图 3 晶体连接到栅极的单引脚振荡器
负电阻可以由单个晶体管放大器产生，但显然也可以由多个晶体管产生。下面给出了一个使用CMOS工艺的例子，稍后会讨论更多用双极工艺实现的案例。一般来说，正反馈总是会引起负电阻。在下图左侧的例子中，由于正反馈，负电阻必须足够大以补偿晶体中的正电阻，来维持振荡，最小的跨导明显与以前相同；但是，该电路在直流运行时并不稳定，右侧显示了一个更好的实现。在除了晶体频率附近的所有频率下，gm2 的负反馈比 gm1 的正反馈占主导地位，结果该电路是稳定的；在晶体提供大阻抗的频率下，正反馈占主导地位并持续振荡。如果设计为gm1/C1= gm2/C2和gm1= gm2，则下图中的表达式再次给出跨导。
图 4 单引脚振荡器-1
电路实现情况见下图， 这两个gm模块是差分对M1/M2的两个输入MOSTs，电容C1和C2通过MOSTs实现。 AGC的执行步骤如下。如果节点1处的信号振幅较小，则二极管D1总是反向偏置的；如果振幅上升，那么二极管会在正弦波的负端时正向偏置，该阈值由节点 3 的参考电压设置。 由于二极管D1的正向偏置，节点3处的电压被拉下，晶体管M3中的电流减少，跨导gm1和gm2也有所下降。
晶体管M3的电容降低了节点3处的纹波，通过这种方式达到一个平衡点，这取决于节点3处的电压。
图 5 单引脚振荡器-2
当然，也可以通过CMOS反相器作为放大器来实现晶体振荡器，在下图中给出了几个例子。由于增益通常过高，因此会增加电阻以降低增益，此外电阻与输出串联添加，以限制输出电流。否则，电源电压会产生大电流尖峰，这会导致电源电压出现大电压尖峰， 它们传播到连接在相同电源的所有其他电路， 因此电源抑制比很差。此外，增益设置也不是那么精确。这些晶体管总是在很大程度上过度驱动， 结果振荡频率根本就不精确，尽管所使用的晶体的质量因子很高。
图 6 带有 CMOS 反相器的晶体振荡器
双极晶体管振荡器电路
晶体振荡器很容易与双极晶体管一起设计。实际上，最古老的晶体振荡器是用双极器件作为离散器件在印刷电路板上制造而成的，它们通常由一个具有固定偏置的单个晶体管组成，而不是带有一个AGC电路。
皮尔斯振荡器最好用电流源IB和栅偏置电阻VB偏置；电流源用于将电路与电源隔离。下图右侧显示了一个分立器件的实现，它使用了一个双极晶体管，该晶体连接在集电极和基极之间，这使它成为一个皮尔斯振荡器，该图同时还标示出了电容。电流源被一个大电阻RL取代。在发射极中使用一个电阻来进行热稳定，其两端的电容必须减轻电阻引起的增益降低；电阻R1和R2向基极提供偏置。很明显，这样的电路永远不可能在极坐标图的 A 点精确偏置。 它在跨导处具有固定偏置，该跨导必须远大于 gmA，以始终确保振荡，因此功耗永远都不是最小的，振荡频率也不是很精确。
图 7 皮尔斯晶体振荡器
在下图中再次显示了一个科尔皮茨振荡器。事实上，它是一个单管脚振荡器，晶体连接到收集器。下图右侧显示了一个与双极晶体管相关的分立器件等价电路，电流源被被替换为一个“扼流圈”或大电感，电容就在预期的位置上，输出电压在收集极采集，正如大多数刊物所指出的。然而，这并不是最好的地方，因为在谐振时，晶体只不过是一个小电阻， 因此收集极的信号摆幅非常小。一个更好的输出节点是在电容C1和C2之间的发射极。
基极与地去耦，使其成为交流地；如果不是，基极电阻将降低有效跨导。
心特利振荡器 ( Heartley Oscillator) 和这个非常相似；电容C1和C2都被电感取代，晶体在电容区域工作。不用说，工作的频率区域现在更宽了，因为晶体有一个更宽的区域，它表现为一个电容。
图 8 科尔皮茨晶体振荡器
第三种类型的振荡器同样是一个单管脚振荡器，但现在晶体连接到基极。 发射极现在是输出，晶体管被一个电流源偏置，该电流源是自动增益控制系统的一部分。该输出也可以由插入到收集极的电流源来获取，由于收集极是接地的，这是一种非常巧妙的方式来获得输出信号，而不干扰振荡器反馈环路本身。
图 9 Santos晶体振荡器
下图中显示的是另一个相同类型振荡器的例子，它使用了fT高达200GHz的高速SiGe双极晶体管，因此振荡频率非常高，近100GHz！代替晶体的是串联 LC电路，其电容由串联的几个电容组成， 其中一个在晶体管Q2中的电容可以通过外部直流电压进行调谐。输出再次在收集极上获取，不干扰基极-发射极节点上的振荡。
图 10 SiGe 双极工艺的98 GHz 压控振荡器
更多的振荡器可以用双极工艺实现，它们都使用几个晶体管，它们的目标都是通过正反馈实现负电阻。在下图的电路中，晶体管Q1是一个级联，它在其收集极处提供电压增益。晶体管Q2是一个射随器，它通过晶体的小串联电阻Rs提供电流，因此环路增益是gm1RL。一旦RL大于Rs，振荡就会产生，这是这个振荡器的一个很好的特性。信号振幅受到跨越负载电阻RL的两个二极管的限制。 所有三个电容都可作为（去）耦合电容，它们都很大，在振荡频率下的阻抗可以忽略不计。
图 11 正反馈电路-1
另一个双极晶体振荡器显示在下图中，它也是一个单管脚振荡器。 正反馈很容易识别。事实上，交叉耦合的晶体管对呈现出−2/gm的负电阻，这个电阻现在补偿了晶体的串联电阻。 输出通过级联很好地从振荡电路本身缓冲， 偏置是固定的； 幅度受交叉耦合晶体管对的基极-发射极二极管限制。
图 12 正反馈电路-2
在这个高频振荡器中再次使用了交叉耦合。这是一个高频电路，因为双极晶体管的fT只有大约400MHz。晶体被一个并联的 LC 槽代替， 振荡频率现在接近该槽的并联谐振频率。交叉耦合用于产生负阻抗，以补偿整个槽的并联电阻。射随器和二极管用于增加输出摆幅。通过插入500Ω 的发射极电阻，也会增加该信号振幅。它们的 gmRE 因子约为 4。这是双极晶体管对 MOST 中 VGS−VT 增加的反应；输入器件的偏置是固定的，现在必须预期一个安全裕度。
图 13 正反馈电路-3